在欧洲ISM频段中，868.0‑868.6 MHz是短距离无线设备的核心区域，广泛用于智能电网、楼宇自动化与工业传感器网络。要在紧凑的PCB尺寸内同时实现高效率发射、可靠接收并一次性通过ETSI EN 300 220认证，始终是工程师面临的严峻挑战。匹配网络设计、谐波抑制与占用带宽要求环环相扣，任何环节的疏忽都可能导致反复迭代和项目延误。
本文基于AXM0F243无线SoC在868.3 MHz ISM频段的参考设计，对射频前端进行逐级解构。不同于仅罗列数据表，文章从差分Class‑E功放拓扑出发，完整分析匹配网络、巴伦转换、谐波滤波器直至天线端口的每个元件选择依据，并结合ETSI EN 300 220‑1/‑2预合规传导测试数据，验证实际性能与法规余量。全文提取原理图中全部有源及无源器件参量，给出布局准则，旨在为射频工程师提供可立即复现的 AXM0F243 868MHz ISM射频参考设计 方法论，将认证风险降至最低。
核心规格
以下汇总该参考设计在868.3 MHz典型工况下的关键射频参数，所有数据均来源于实际原理图和ETSI传导测试结果。表格1给出了电特性与时钟配置的统一视图。
| 参数 | 典型值 | 条件/备注 |
|---|---|---|
| 工作频段 | 868.0 – 868.6 MHz | 欧洲ISM窄带应用 |
| 通道带宽（OCW） | 600 kHz | 可编程，本次测试以此为基础 |
| 最大发射功率（e.r.p.） | 13.73 dBm | 传导模式，含0.95 dB电缆损耗；法规上限14 dBm |
| 99%占用带宽 | 完全位于工作信道内 | 调制信号D‑M2，RBW 10 kHz |
| 频率误差 | −0.794 kHz | 未调制载波D‑M1，RBW 100 Hz |
| 带外杂散发射（OOB） | 紧靠信道边缘满足规范模板 | 依据ETSI EN 300 220‑1第5.8.2节 |
| 参考时钟 | 48 MHz TCXO | 确保全温频率稳定度 |
| 供电电压范围 | VIO 1.8 – 3.6 V | 内部LDO为射频域提供稳压 |
表1揭示了一个关键平衡：在发射功率逼近14 dBm法规上限的同时，占用带宽仍被牢牢约束在工作信道内部，为频谱模板留有可观余量。整条射频链路以差分Class‑E开关模式功放为核心，每一个被动元件的取值都直接参与放大器工作模式的定义，而非简单的阻抗匹配。
参考设计整体布局图：展示了AXM0F243 868 MHz参考设计的PCB板一级布局，突出天线接口、差分匹配网络、谐波滤波器、TCXO以及调试/供电接口的相对位置。
工作原理与系统架构
AXM0F243 射频前端概览
AXM0F243内部集成了一颗覆盖27‑1050 MHz的RF收发器和一个Arm Cortex‑M0+ MCU。发射通道采用差分Class‑E功率放大器架构，其功率管工作在开关状态，理论漏极效率可达100%。实际性能完全取决于外部网络对晶体管输出电容、电感放电回路的精确调谐。因此，位于ANTP与ANTN引脚之外的电感电容网络，不仅承担阻抗变换功能，更是决定放大器工作模式的核心部分。
接收路径则通过频率和增益跟踪环路来自动补偿滤波器及匹配网络的中心频率漂移。这意味着发射通道的调优会直接决定接收灵敏度，这也是设计将绝大多数无源器件预算投入TX通道 射频匹配网络设计 的根本原因。关于接收链路自动跟踪机制的更多细节，可参考本站文章《射频收发器频率跟踪环路的设计与优化》。
差分Class‑E功放与阻抗匹配网络
差分输出由IC的ANTP与ANTN引脚引出，外部Class‑E网络的构建围绕四组关键LC谐振回路展开（参见设计原理图与BOM表）。
- LC1、LC2紧贴引脚放置，电感值为18 nH。它们与芯片内部寄生电容以及并联电容CT1、CT2（各2.7 pF）共同决定开关管的漏极电压波形。根据Class‑E理论，要实现零电压开关，并联电容必须满足条件 (C_{\text{shunt}} = \frac{1}{\pi \omega^2 L})。18 nH在868 MHz下的感抗约为98.2 Ω，与2.7 pF电容配合，迫使开关节点在导通时刻谐振至零电压，将开关损耗降至极低。CT1、CT2采用C0G（NP0）材质，公差仅±0.1 pF，确保两个差分分支的相位对称。
- LT1、LT2（18 nH）与CM1（6.2 pF）、CM2（3.6 pF）构成串联谐振回路，在完成第一步谐波抑制的同时，向负载方向提供适当的感性阻抗，使功放管工作于最佳负载线。两路CM电容取值有意不对称，以补偿PCB走线或内部寄生的微小不平衡，使差分输出在基波下幅度相等、相位相反。
- 随后CB1、CB2（均未贴装，为NC）与LB1、LB2（各12 nH）组成Marchand巴伦。LB1和LB2在868.3 MHz下呈现约65.4 Ω的特性阻抗，通过电感耦合将差分信号转换为单端。CB1、CB2标注为NC，表明在此频段下仅靠电感耦合已能提供足够的模式转换，无需额外的接地电容，简化了BOM。
- 最后，单端信号通过CE1、CE2（4.3 pF）、CE3（0.9 pF）与串联电感LE1（40 nH）构成的T型低通节，对二次及三次谐波实施强衰减。接着CF1、CF2（2.2 pF）与LF1（9.5 nH）组成第二级LC低通，仅允许基波868 MHz低损耗通过，将4‑40 MHz以下及2.6 GHz以上的杂散抑制到‑50 dBm以下，从而满足ETSI杂散域严苛限值。
所有匹配电感均选用村田LQW15AN系列，在900 MHz时的Q值可达50以上，直流电阻低于270 mΩ，2%的感值容差保证了批量一致性。整条负载网络的总插入损耗约1.5 dB，实现了高效率传输。
AXM0F243芯片引脚与典型应用电路：详细标示了无线SoC的封装引脚定义，以及在868 MHz ISM频段下各外部元件（LC谐振回路、巴伦、谐波滤波器）的标准连接方式。
时钟系统：48 MHz TCXO与可选32.768 kHz晶振
射频频率精度和相位噪声直接影响通信距离与法规合规。设计选用一颗48 MHz TCXO作为主时钟参考，其输出同时供给射频PLL和可选的MCU系统时钟。R3磁珠（600 Ω@100 MHz）与C105（100 pF）构成电源去耦网络，避免数字噪声通过电源路径耦合至射频VCO，从而保护相位噪声性能。
为支持低功耗休眠定时，板上预留了一颗32.768 kHz晶振，直接连接至MCU的CLK32P/CLK32N管脚。该晶振的驱动功率极低（典型负载电容8 pF），待机功耗可维持在1 μA量级，这对电池供电的物联网终端尤为关键。
VCO校准网络
参考设计整体布局图
为了在量产中保持一致的相位噪声和锁定时间，AXM0F243提供了VCO电流校准功能。外部需要从FILT引脚经R6（12 kΩ）和CLF（82 pF）构成的低通网络连接至TST1。R6将VCO控制电压的噪声带宽限制在约161 Hz，而82 pF电容对主环路滤波无实质影响，仅用于IC内部SAR ADC的采样保持。校准流程在每次上电时执行，通过调整VCO尾电流源，使压控振荡器工作在A类电流最优区域，从而明显优化868 MHz频段的相位噪声，为接收性能打下基础。有关VCO校准算法的实现，可参考站内文章《AX‑RadioLab VCO校准库的使用与调试》。
性能实测与数据分析
下表2汇总了在室温（约25°C）、标称3.3 V供电条件下，按照ETSI EN 300 220‑2 v3.1.1标准进行的传导测试摘要。
AXM0F243芯片引脚与典型应用电路
| 测试项 | 测量方法 | 主要设置 | 实测结果 | 标准限值 |
|---|---|---|---|---|
| 有效辐射功率 | 正峰值 | RBW 1 MHz, VBW 3 MHz, D‑M2 | 13.73 dBm | ≤14 dBm |
| 99%占用带宽 | RMS, OBW 99% | RBW 10 kHz, VBW 30 MHz, span 1.2 MHz, D‑M2 | 完全位于868.034–868.226 MHz信道内 | 必须完全在操作信道内 |
| 频率误差 | RMS | RBW 100 Hz, VBW 300 Hz, D‑M1 | −794 Hz | 无绝对限值，影响信道合规 |
| OOB域带外发射 | RMS | RBW 1 kHz / 10 kHz (视距频带), D‑M2 | 均在‑35 dBm以下，留有‑10 dB以上裕量 | 模板详见ETSI EN 300 220‑1 §5.8.2 |
| 杂散域发射（30–1000 MHz） | RMS, 峰值保持 | 分段RBW 100 kHz / 10 kHz, D‑M2 | 最高杂散 −38.5 dBm | −36 dBm (针对868 MHz频段) |
功率测试选用D‑M2调制信号，以真实反映产品工作时的峰值包络功率，而非连续波。99%占用带宽完全位于868.034 MHz至868.226 MHz的信道内部，远远窄于600 kHz的通道带宽，为发射频谱模板和频率偏移留下了充足的过渡带。这意味着即使考虑TCXO在全温范围内的频率漂移，整个99%功率谱依然能够可靠地驻留在信道之内，从而保证 ETSI EN 300 220合规。
在杂散域测量中，二次谐波（1.736 GHz）和三次谐波（2.604 GHz）分别被抑制至‑49 dBm和‑53 dBm，相对于ETSI ‑30 dBm的限值提供了近20 dB的冗余，有力验证了由LE1、CE1/CE2/CE3等组成的谐波滤波网络的衰减能力。
参考设计顶层视图
工程设计与应用要点
无源元件选择与BOM管理
射频通路所有电感均采用村田LQW15A系列，该系列为引线绕制结构，Q值高且自谐振频率远高于2 GHz，寄生效应极低。电容统一选用C0G（NP0）材质，彻底规避X7R等二类介质在直流偏压下的容值跌落和温度漂移。例如，CM1（6.2 pF）若产生±0.2 pF的偏差，就可能使功放效率下滑1‑2个百分点，并削弱二次谐波抑制深度，故只能采用公差0.1 pF的型号。
参考设计底层视图
设计指定了5个必须精确控制的值：LC1/2 (18 nH)、CT1/2 (2.7 pF)、LE1 (40 nH)、CM1 (6.2 pF) 及 CM2 (3.6 pF)，采购时必须严格遵守公差要求，以确保批次一致性。任何感值或容值的随意替换都可能导致功放偏置异常或损耗骤增。关于匹配网络敏感度分析，可进一步阅读本站文章《差分Class‑E功放元件容差对效率的影响》。
PCB布局与层叠
演示板采用2层FR‑4板材。射频走线两侧及层间通过大量过孔连接构成连续射频地平面，ANT差分引出线等长误差控制在0.1 mm以内，以维持相位平衡。巴伦区域底层铜皮被完整保留，避免额外寄生电容影响耦合系数。TCXO下方禁止电源走线穿越，C104（100 nF）紧贴VTCXO引脚。VCO校准网络的RC布局采用最短路径连接至FILT和TST1，远离数字电路以抑制噪声耦合。此外，所有调试用SWD接口通过2 mm间距排针引出，在产品中可省略，仅保留校准网络和必要的电源指示LED。
PCB顶层布局图
参考设计顶层3D视图：清晰地呈现了射频走线、焊盘以及关键器件（差分匹配网络、巴伦、谐波滤波器、TCXO）的物理排布，强调了差分线等长和底层完整地铜皮的设计特点。
法规认证迁移
虽然本参考设计已通过传导预合规测试，在最终产品中仍需注意以下拓展要点： 1. 天线增益控制：若采用外接天线，其增益不得超过0.27 dBi，否则整体e.r.p.将超出14 dBm限值。若选用板载天线，建议将固件传导功率限制在12 dBm以下，以吸收天线增益的不确定度。 2. 电压与温度极端测试：ETSI完整认证要求在−20°C和+55°C高低温及1.8 V和3.6 V电压边沿下重复所有发射测试。TCXO的全温频率漂移直接决定了最差情况下的频率误差，必须选用温漂足够小的器件以保证信道边界合规。 3. 全频段杂散覆盖：本设计仅展示了0.03‑1 GHz范围内的典型频谱，最终型式检验需覆盖30 MHz至6 GHz。实测表明在4次谐波附近存在极微弱杂散（<‑52 dBm），因此推荐采用PCB壳体屏蔽，尤其在天线近场需要避免干扰的应用场景中。
结语
基于AXM0F243的868 MHz ISM频段 AXM0F243 868MHz ISM射频参考设计，完整呈现了从射频IC差分输出到天线端口、再到ETSI法规合规的工程闭环。其核心价值在于通过严谨的差分Class‑E功放调谐（LC1/2、CT1/2、CM1/2精确取值）、分级谐波滤波（LE1与T型网络）以及48 MHz TCXO精准时钟，在仅2层板上实现了高效率、低杂散的频谱特性。对于开发智慧计量、工业传感节点的工程师而言，该设计省去了前期大量仿真与迭代工作，显著缩短从原型到认证的周期。最终量产时只需根据天线类型微调固件功率并补齐壳体屏蔽，即可快速推向市场。
